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    • 专利摘要:
    本案公開了一種同步整流開關電源及其控制電路和控制方法，該開關電源包括變壓器、電耦接至變壓器初級繞組的初級電路、以及電耦接在變壓器次級繞組和負載之間的次級電晶體。該同步整流控制電路電耦接至次級電晶體的閘極，包括：積分電路，電耦接至變壓器的次級繞組，對次級繞組的端電壓進行積分，並產生積分信號；以及第一比較電路，電耦接至所述積分電路，將所述積分信號與第一臨限值進行比較；以及邏輯電路，電耦接至所述第一比較電路，根據所述第一比較電路的比較結果將次級電晶體關斷。通過將次級繞組端電壓的積分值與臨限值進行比較，並根據比較結果來關斷次級電晶體，可確保在初級電晶體導通之前即將次級電晶體關斷，有效避免了直通。
    公开号:TW201301729A
    申请号:TW101117562
    申请日:2012-05-17
    公开日:2013-01-01
    发明作者:Yuan-Cheng Ren；Lei Miao
    申请人:Monolithic Power Systems Inc；
    IPC主号:H02M3-00
    专利说明:
    同步整流開關電源及其控制電路和控制方法
    本發明涉及電子電路，尤其是一種同步整流開關電源及其控制電路和控制方法。
    近年來，電子技術的發展，使得電路的工作電壓越來越低、電流越來越大。低電壓工作有利於降低電路的整體功耗，但也給電源設計提出了新的難題。
    開關電源的損耗主要由3部分組成：功率電晶體的損耗、高頻變壓器的損耗和輸出端整流器的損耗。在低電壓、大電流輸出的情況下，整流二極體的導通壓降較高，輸出端整流器的損耗尤為突出。快速回復二極體(FRD)或超快速回復二極體(SRD)可達1.0~1.2V，即使採用低壓降的肖特基二極體(SBD)，也會產生大約0.6V的壓降，這就導致整流損耗增大，電源效率降低。
    同步整流是採用導通電阻極低的專用功率金屬氧化物半導體場效應電晶體(MOSFET)，來取代整流二極體以降低整流損耗的一項新技術，它能大大提高開關電源的效率並且不存在由肖特基隔離電壓而造成的死區電壓。功率MOSFET屬於電壓控制型裝置，它在導通時的伏安特性呈線性關係。用功率MOSFET做整流器時，要求閘極電壓必須與被整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能。
    目前，控制同步整流電晶體的方法主要有分立式自驅動、單晶片相鎖迴路和智慧同步整流(Smart Rectifier)三種。用分立元件實現同步整流的缺點是回應過慢，系統可靠性低。單晶片同步整流基於相鎖迴路技術，從初級取信號同步控制次級電晶體，這種方法的缺點是不能保證在間歇模式(輕載或空載時發生)下可靠操作。智慧同步整流技術相比前兩種方法有明顯的優勢，它檢測的是次級電晶體電壓，完全不依賴初級信號，並且回應很快。
    圖1為現有的智慧同步整流技術的波形圖，其中Vds為次級電晶體的汲源極電壓，Isec為流過次級繞組的電流，DRV為次級電晶體的驅動信號。Vds被用作分別與兩個臨限值Vth1和Vth2進行比較。當次級電晶體的體二極體導通，使得Vds小於Vth2時，次級電晶體被導通；當Vds大於Vth1時，次級電晶體被關斷。
    在實際電路中，由於MOSFET的自身特性和控制電路的延時，從Vds增大至大於Vth1到次級電晶體被關斷需要一段時間，這段時間通常被稱為關斷延時。開關電源在連續模式下，會有剩餘電流從次級轉移到初級。若關斷延時短，在次級電流下降至零前次級電晶體被關斷，開關電源將正常工作。若關斷延時長，在次級電流下降過零後次級電晶體仍導通，初級電晶體和次級電晶體將同時導通(直通，shoot through)，造成開關電源損壞。
    鑒於現有技術中的一個或多個問題，本發明提供一種同步整流開關電源及其控制電路和控制方法。
    根據本發明實施例的一種用於開關電源的同步整流控制電路，該開關電源包括變壓器、電耦接至變壓器初級繞組的初級電路、以及電耦接在變壓器次級繞組和負載之間的次級電晶體，該同步整流控制電路電耦接至次級電晶體的閘極，包括：積分電路，電耦接至變壓器的次級繞組，對次級繞組的端電壓進行積分，並產生積分信號；以及第一比較電路，電耦接至所述積分電路，將所述積分信號與第一臨限值進行比較；以及邏輯電路，電耦接至所述第一比較電路，根據所述第一比較電路的比較結果將次級電晶體關斷。
    根據本發明實施例的一種同步整流開關電源，包括：初級電路，接收輸入信號，並產生交流信號；變壓器，包括初級繞組和次級繞組，該初級繞組電耦接至所述初級電路以接受所述交流信號；次級電晶體，電耦接在所述次級繞組和負載之間；以及如前所述的同步整流控制電路，電耦接至所述次級電晶體的閘極。
    根據本發明實施例的一種同步整流控制方法，包括：對變壓器次級繞組的端電壓進行積分，以產生積分信號；將所述積分信號與第一臨限值進行比較；以及根據比較結果將次級電晶體關斷。
    根據本發明的實施例，由電感的伏秒平衡特性可知，在穩態下，變壓器次級繞組的端電壓在一個開關週期中的積分應為0。通過將次級繞組端電壓的積分值與臨限值進行比較，並根據比較結果來關斷次級電晶體，可確保在初級電晶體導通之前即將次級電晶體關斷，有效避免了直通。
    下面將詳細描述本發明的具體實施例，應當注意，這裏描述的實施例只用於舉例說明，並不用於限制本發明。
    圖2為根據本發明一實施例的同步整流開關電源的方塊圖，包括初級電路200、變壓器T1、次級電晶體M1和同步整流控制電路。初級電路接收輸入信號Vin，並將其轉換為交流信號。初級電路可以為直流/交流變換電路或交流/交流變換電路，可採用如正激、反激、半橋、全橋、諧振變換器等拓撲結構。變壓器T1的初級繞組電耦接至初級電路200的輸出端，以接收交流信號。次級電晶體M1電耦接在變壓器T1的次級繞組和負載之間。同步整流控制電路電耦接至次級電晶體M1的閘極，控制電晶體M1的導通與關斷。
    在圖2所示實施例中，次級電晶體M1為n型MOSFET，其汲極電耦接至變壓器T1的次級繞組的下端(近地端)，源極接地，構成半波整流電路。在其他實施例中，次級電晶體可為n型或p型MOSFET，可電耦接在次級繞組的上端，也可電耦接在次級繞組的下端。在一個實施例中，包括多個次級電晶體，構成全波或全橋整流電路。在一個實施例中，變壓器T1包括多個次級繞組，有多個次級電晶體分別與該多個次級繞組電耦接。
    同步整流控制電路包括積分電路201、第一比較電路202、邏輯電路203和驅動電路204。積分電路201電耦接至變壓器T1的次級繞組，對次級繞組的端電壓Vsec進行積分，並產生積分信號Vc。第一比較電路202電耦接至積分電路201，將積分信號Vc與臨限值Vk進行比較。邏輯電路203電耦接至第一比較電路202的輸出端，產生控制信號CTRL以控制次級電晶體M1的導通與關斷。邏輯電路203根據第一比較電路202的比較結果關斷次級電晶體M1。驅動電路204電耦接在邏輯電路203和次級電晶體M1的閘極之間，根據控制信號CTRL產生驅動信號DRV，以驅動次級電晶體M1的導通與關斷。
    由電感的伏秒平衡特性(Ldi/dt=u)可知，在穩態下，變壓器T1次級繞組的端電壓在一個開關週期中的積分應為0。即次級繞組端電壓在t時刻的積分值應與在t+nT時刻的積分值相等，其中n為整數，T為開關週期。假設在一個開關週期中，初級電路中相應電晶體(簡稱初級電晶體，根據初級電路拓撲結構的不同，可能為一個或多個電晶體組成，在初級電晶體導通時，次級電晶體關斷，反之亦然)導通時刻所對應得積分值為INT，由次級繞組端電壓的積分值即可知該初級電晶體在下一開關週期中應何時再被導通。通過使次級電晶體在積分值再次達到INT之前被關斷，可確保在初級電晶體導通之前次級電晶體已被關斷，有效避免了直通。
    在一個實施例中，當次級電晶體M1關斷時，次級電壓Vsec為正(>0V)，積分信號Vc逐漸增大；當次級電晶體M1導通時，次級電壓Vsec為負(<0V)，積分信號Vc逐漸減小。當積分信號Vc減小至小於臨限值Vk時，邏輯電路203將次級電晶體M1關斷。在另一實施例中，當次級電晶體M1關斷時，次級電壓Vsec為負，積分信號Vc逐漸減小；次級電晶體M1導通時，次級電壓Vsec為正，積分信號Vc逐漸增大。當積分信號Vc大於臨限值Vk時，邏輯電路203將次級電晶體M1關斷。
    在一個實施例中，同步整流開關電源還包括第二比較電路205。第二比較電路205電耦接至次級電晶體M1和邏輯電路203，將次級電晶體M1的汲源極電壓Vds與臨限值Vth2，例如-500mV，進行比較。邏輯電路203根據第二比較電路205的比較結果導通次級電晶體M1。在一個實施例中，在汲源極電壓Vds小於臨限值Vth2，且積分信號Vc大於臨限值Vk時，邏輯電路203將次級電晶體M1導通。
    圖3為根據本發明一實施例的同步整流開關電源的電路圖，採用反激拓撲結構。初級電晶體M2電耦接在變壓器T1的初級繞組和初級地之間。次級電晶體M1的汲極電耦接至變壓器T1的次級繞組，源極電耦接至次級地。積分電路301包括次級電壓取樣電路306、電壓電流轉換電路307和電容器C1。次級電壓取樣電路306電耦接至變壓器T1次級繞組的兩端，取樣次級繞組的端電壓Vsec，並產生次級電壓取樣信號Vsense。電壓電流轉換電路307電耦接至次級電壓取樣電路306，將次級電壓取樣信號Vsense轉換為電流Ic。電容器C1電耦接至電壓電流轉換電路307的輸出端，接收電流Ic。電流Ic對電容器C1進行充放電，電容器C1兩端的電壓即為積分信號Vc。
    在一個實施例中，次級電壓取樣電路306包括由電阻器R1和R2組成的電阻分壓器。電壓電流轉換電路307包括跨導放大器OP1，該跨導放大器OP1的同相輸入端和反相輸入端分別電耦接至次級電壓取樣電路307以接收次級電壓取樣信號Vsense。電容器C1電耦接在跨導放大器OP1的輸出端和地之間。電壓電流轉換電路307也可為電壓控制電流源。
    第一比較電路302包括比較器COM1，該比較器COM1的同相輸入端接收臨限值Vk，反相輸入端電耦接至跨導放大器OP1的輸出端。第二比較電路305包括比較器COM2，該比較器COM2的反相輸入端電耦接至次級電晶體M1的汲極，同相輸入端接收臨限值Vth2。
    邏輯電路303包括反閘NOT1、及閘AND1和RS正反器FF1。反閘NOT1的輸入端電耦接至比較器COM1的輸出端。及閘AND1的兩個輸入端分別電耦接至比較器COM2和反閘NOT1的輸出端。正反器FF1的置位端S電耦接至及閘AND1的輸出端，復位端R電耦接至比較器COM1的輸出端，同相輸出端Q通過驅動電路304電耦接至次級電晶體M1的閘極。
    在一個實施例中，當積分信號Vc小於臨限值Vk時，電容器C1的兩端被短路。積分信號Vc被放電至零，直至初級電晶體M2導通，使次級繞組端電壓Vds或輸出電壓Vout大於一臨限值為止。這樣使得在初級電晶體M2被導通的時刻積分信號Vc--為零，方便了臨限值Vk的設置。臨限值Vk設為略大於零的值即可。
    在一個實施例中，同步整流控制電路還包括電晶體S1和第三比較電路308。第三比較電路308電耦接至次級電壓取樣電路306，將次級電壓取樣信號Vsense與臨限值Vth3進行比較。電晶體S1與電容器C1並聯，電晶體S1的閘極電耦接至第三比較電路308和第一比較電路302。電晶體S1在積分信號Vc小於臨限值Vk時被導通，在次級電壓取樣信號Vsense大於臨限值Vth3時被關斷。
    在一個實施例中，第三比較電路308包括比較器COM3，同步整流控制電路還包括RS正反器FF2。比較器COM3的同相輸入端電耦接至次級電壓取樣電路306的輸出端以接收次級電壓取樣信號Vsense，反相輸入端電接收臨限值Vth3。正反器FF2的置位端S電耦接至比較器COM1的輸出端，復位端R電耦接至比較器COM3的輸出端，同相輸出端Q電耦接至電晶體S1的門極。在積分信號Vc減小至小於臨限值Vk，使次級電晶體M1關斷時，電晶體S1導通，將電容器C1短路。積分信號Vc被減小至零，直至初級電晶體M2導通，使次級電壓取樣信號Vsense大於臨限值Vth3為止。在一個實施例中，當電容器C1兩端的電壓被放電至零後，將跨導放大器OP1的輸出端與電容器C1以及電晶體S1之間的連接斷開，以避免跨導放大器OP1的輸出被持續短路。
    圖4為根據本發明一實施例的圖3所示同步整流開關電源的波形圖。在初級電晶體M2導通時，次級電晶體M1及其體二極體均關斷，次級繞組端電壓Vsec等於n＊Vin，大於零，其中n為變壓器T1次級初級繞組的匝數比，次級電壓取樣信號Vsense也大於零。電流Ic對電容器C1充電，積分信號Vc逐漸增大。汲源極電壓Vds=Vsec+Vout，大於零。一旦初級電晶體M2關斷，次級繞組端電壓Vsec變為負，使次級電晶體M1的體二極體導通，Vds下降為負，且小於Vth2。隨後次級電晶體M1被導通，Vds=Isec ＊Rdson<0，其中Rdson為次級電晶體M1的導通電阻，Isec為流過次級繞組的電流。在次級電晶體M1導通時，次級繞組端電壓Vsec和次級電壓取樣信號Vsense均小於零，電流Ic對電容器C1放電，積分信號Vc逐漸減小。當積分信號Vc減小至小於臨限值Vk時，次級電晶體M1被關斷，電容器C1被電晶體S1短路。積分信號Vc被放電至零，直至初級電晶體M2被導通。
    由於臨限值Vk>0，從次級電晶體M1被關斷至初級電晶體M2被導通存在足夠的死區時間Tdelay，從而有效防止直通的發生。在Tdelay這段時間內，次級電晶體M1和初級電晶體M2均被關斷，次級電晶體M1的體二極體導通續流。死區時間Tdelay的選取需兼顧開關電源的安全性與效率。Tdelay過小，初級電晶體M2和次級電晶體M1在極端條件下可能會直通，損壞開關電源；Tdelay過大，次級電晶體M1的體二極體導通時間過長，會降低開關電源的效率。
    死區時間Tdelay的大小與積分電容器C1、臨限值Vk、輸入電壓Vin、輸出電壓Vout、次級電晶體汲源極電壓Vds、以及變壓器T1的漏感有關。圖5為不同積分電容值下圖3所示同步整流開關電源的波形圖，其中CS小於CL。由圖5可知，電容器C1的容值越大，死區時間Tdelay越長。
    圖3所示開關電源中，在初級電晶體M2導通時，次級繞組端電壓Vsec等於n＊Vin；在初級電晶體M2關斷時，次級繞組端電壓Vsec等於Vds-Vout。在開關電源剛啟動、開關工作比突變、或者輸入輸出電壓突變等情況下，電感的伏秒平衡特性會被打破，初級電晶體可能在積分信號Vc到達臨限值Vk之前即被開啟，導致直通的發生。
    圖6為根據本發明一實施例的同步整流開關電源在剛啟動時的波形圖。開關電源剛啟動時，同步開關控制電路尚未正常工作。次級電晶體的體二極體在初級電晶體關斷時被導通。此時汲源極電壓Vds雖然小於臨限值Vth2，但由於例如驅動電路等尚未有足夠能量，次級電晶體不會被導通。當同步開關控制電路完成初始化，進入正常工作階段後，次級電晶體在其體二極體導通，使Vds小於Vth2時被導通。次級電晶體被導通後，Vds=Isec ＊Rdson。此時次級繞組端電壓Vsec=Vds-Vout，大於前一開關週期中次級電晶體體二極體導通時所對應電壓，積分信號Vc的下降速率低於前一開關週期中的下降速率，從而打破了次級繞組的伏秒平衡。由於積分信號Vc得不到充分的下降，在積分信號Vc到達臨限值Vk之前初級電晶體即被開啟，導致直通的發生。
    為了避免上述情況的發生，可在同步整流控制電路剛啟動時，將臨限值Vk軟啟動，使其從一較大值逐漸減小，直至達到預設正常值。圖7為根據本發明另一實施例的同步整流開關電源在剛啟動時的波形圖。在同步整流控制電路剛啟動，次級電晶體第一次被導通時，臨限值Vk從正常值增大至一較高值，其後逐漸減小，直至恢復至正常值。臨限值Vk的增大使得積分信號Vc下降至臨限值Vk的時刻提前，有效避免了直通。
    圖8為根據本發明一實施例的同步整流開關電源在負載變化時的波形圖。當負載增大，輸出電壓Vout減小，使得次級電晶體導通時的次級繞組端電壓Vsec增大，積分信號Vc下降速率降低，從而打破了次級繞組的伏秒平衡。由於積分信號Vc得不到充分的下降，在積分信號Vc到達臨限值Vk之前初級電晶體即被開啟，導致直通的發生。
    為了避免上述情況的發生，可使臨限值Vk隨輸出電壓Vout減小而增大。圖9為根據本發明另一實施例的同步整流開關電源在負載變化時的波形圖。當輸出電壓Vout減小時，臨限值Vk增大；當輸出電壓Vout維持不變時，臨限值Vk恢復至正常值。臨限值Vk的增大使得積分信號下降至臨限值Vk的時間提前，有效避免了直通。
    圖10為根據本發明一實施例的同步整流開關電源在輸入電壓變化時的波形圖。當輸入電壓Vin增大，積分信號Vc上升速率增大，從而打破了次級繞組的伏秒平衡。由於積分信號Vc上升過多，在該開關週期內得不到充分的下降，在積分信號Vc到達臨限值Vk之前初級電晶體即被開啟，導致直通的發生。為了避免上述情況的發生，可使臨限值Vk隨輸入電壓Vin增大而增大。臨限值Vk的增大使得積分信號下降至臨限值Vk的時間提前，有效避免了直通。
    同理地，當初級電晶體的開關工作比增大時，積分信號Vc上升時間變長，從而打破了次級繞組的伏秒平衡。由於積分信號Vc上升過多，在該開關週期內得不到充分的下降，在積分信號Vc到達臨限值Vk之前初級電晶體即被開啟，導致直通的發生。為了避免上述情況的發生，可使臨限值Vk隨開關工作比增大而增大。輸出電壓Vout、輸入電壓Vin和開關工作比對臨限值Vk的調節，均可通過取樣、檢測變化和根據變化調節臨限值等步驟來實現。
    輸入電壓Vin和初級電晶體的開關工作比信號均為初級信號，若要在次級獲取它們，需要信號隔離電路。為了方便及節省成本，在一個實施例中，通過對積分信號Vc的峰值進行取樣保持，並根據該取樣保持信號調節臨限值Vk，來實現輸入電壓或開關工作比對臨限值Vk的調節。圖11為根據本發明另一實施例的同步整流開關電源在輸入電壓變化時的波形圖。其中對積分信號Vc的峰值進行取樣保持，當取樣保持信號增大時，將臨限值Vk增大；當取樣保持信號維持不變時，將臨限值Vk恢復至正常值。臨限值Vk的增大使得積分信號下降至臨限值Vk的時間提前，有效避免了直通。
    圖12為根據本發明一實施例的積分臨限值產生電路的電路圖，包括輸出電壓取樣電路1009、第一臨限值調節電路1010、第二臨限值調節電路1011、臨限值軟啟電路1012和加法器SUM。輸出電壓取樣電路1009電耦接至開關電源的輸出端，取樣開關電源的輸出電壓Vout，並產生回饋信號Vfb-。在一個實施例中，輸出電壓取樣電路1009包括由電阻器R3和R4組成的電阻分壓器。第一臨限值調節電路1010電耦接至輸出電壓取樣電路1009，接收回饋信號Vfb-，並據之產生臨限值Vk2。第二臨限值調節電路1011接收積分信號Vc，並根據積分信號Vc在每個開關週期中的峰值產生臨限值Vk3。臨限值軟啟電路1012電耦接至同步整流控制電路以接收控制信號CTRL，並產生臨限值Vk1。臨限值Vk0為恒定值，例如20mV。加法器SUM接收臨限值Vk0、Vk1、Vk2和Vk3，將四者相加，並輸出臨限值Vk。
    第一臨限值調節電路1010包括第一變化檢測電路1013和第一比例電路1014。第一變化檢測電路1013電耦接至輸出電壓取樣電路1009，接收回饋信號Vfb-，對其進行延時，並輸出回饋信號Vfb與延時後信號的差值信號VM1。在一個實施例中，通過電阻器R5和電容器C2來實現延時。第一比例電路1014電耦接至第一變化檢測電路1013，接收第一差值信號VM1，並對其進行比例變換，以輸出臨限值Vk2。在一個實施例中，第一比例電路1014包括電阻器R6、R7和運算放大器OP2。在一個實施例中，第一臨限值調節電路1010還包括電晶體S2和比較器COM4。電晶體S2的一端接收第一差值信號VM1，另一端接地。比較器COM4將第一差值信號VM1與臨限值V-th4進行比較，在第一差值信號VM1大於臨限值V-th4時將電晶體S2導通，使第一差值信號VM1等於0V。臨限值V-th4可為零或一略小於零的值。
    第二臨限值調節電路1011包括取樣保持電路1015、第二變化檢測電路1016和第二比例電路1017。取樣保持電路1015電耦接至積分電路以接收積分信號Vc，並在次級電晶體由關斷轉為導通的時刻，例如Vds減小至小於Vth2且Vc大於Vk的時刻，對積分信號Vc進行取樣並保持，以產生取樣保持信號Vsh。第二變化檢測電路1016電耦接至取樣保持電路1015，接收取樣保持信號Vsh，對其進行延時，並輸出延時後信號與取樣保持信號Vsh的差值信號VM2。在一個實施例中，通過電阻器R8和電容器C3來實現延時。第二比例電路1017電耦接至第二變化檢測電路1016，接收第二差值信號VM2，並對其進行比例變換，以輸出臨限值Vk3。在一個實施例中，第二比例電路1017包括電阻器R9、R10和運算放大器OP3。在一個實施例中，第二臨限值調節電路1011還包括電晶體S3和比較器COM5。電晶體S3的一端接收第二差值信號VM2，另一端接地。比較器COM5將第二差值信號VM2與臨限值V-th5進行比較，在第二差值信號VM2大於臨限值V-th5時將電晶體S3導通，使第二差值信號VM2等於0V。臨限值V-th5可為零或一略小於零的值。
    臨限值軟啟電路1012包括電流源I1、電晶體S4、電容器C4、電阻器R11、D正反器FF3、延時電路1018和及閘AND2，其連接如圖10所示。正反器FF3的同相輸出信號的初始值為高位準。當控制信號CTRL首次由低位準變為高位準，次級電晶體被導通。控制信號CTRL通過及閘AND2將電晶體S4也導通。電流源I1對電容器C4快速充電，使電容器C4兩端的電壓增大至Vdd，例如50mV。延時電路1018在一段延時後通過正反器FF3和及閘AND2將電晶體S4關斷。電容器C4通過電阻器R11放電，電容器C4兩端的電壓逐漸減小，直至為零。電容器C4兩端的電壓即為臨限值Vk1。
    圖3所示的同步整流開關電源，在開關電源的輸出被短路時，由於輸出電壓Vout不斷減小，次級電晶體M1導通時的次級繞組端電壓Vsec不斷增大，可能導致積分信號Vc長時間不能，甚至永遠不能降低至Vk，引起直通的發生。在這種情況下，邏輯電路303需要在檢測到輸出短路時將次級電晶體M1關斷並鎖定，以保護開關電源。圖13為根據本發明一實施例的同步整流開關電源在輸出短路時的波形圖。回饋信號Vfb被用作與臨限值Vth6，例如100mV，比較，當回饋信號Vfb小於臨限值Vth6時，視為輸出被短路，次級電晶體被關斷並鎖定，不再導通。
    電流斷續模式下，在變壓器中存儲的能量被全部傳送至負載後，變壓器的勵磁電感和初級電晶體的寄生電容會產生諧振，從而會有諧振電流流過變壓器的次級繞組。這些諧振電流會使得積分信號Vc在初級電晶體被導通時，其值已大於0，從而使積分信號Vc減小至臨限值Vk的時刻延後，可能引起直通的發生。一般情況下，發生諧振時，次級繞組端電壓Vsec在0V上下振盪，其峰值不會超過輸出電壓Vout。當次級繞組端電壓Vsec大於輸出電壓Vout時，可視為初級電晶體已被導通。
    為了避免直通的發生，在電流斷續模式下，當積分信號Vc小於臨限值Vk時，電容器C1兩端被短路。電容器C1兩端的電壓，即積分信號Vc被放電至零，直至次級繞組的端電壓Vsec大於輸出電壓Vout。圖14為根據本發明一實施例的同步整流開關電源在電流斷續狀態下的波形圖。次級電壓取樣信號Vsense被用作與回饋信號Vfb進行比較。當積分信號Vc小於臨限值Vk時，電容器C1兩端被短路。積分信號Vc被放電至零，直至次級電壓取樣信號Vsense大於回饋信號Vfb。將圖3所示實施例中的臨限值Vth3取為回饋信號Vfb，即輕易可實現該功能。
    圖15為根據本發明一實施例的同步整流控制方法的流程圖，包括步驟1501~1503。
    在步驟1501，對變壓器次級繞組的端電壓進行積分，產生積分信號。
    在步驟1502，將積分信號與第一臨限值進行比較。
    在步驟1503，根據比較結果將次級電晶體關斷。在一個實施例中，在積分信號小於第一臨限值時將次級電晶體關斷。
    在一個實施例中，該同步整流控制方法還包括：取樣次級繞組的端電壓，並產生次級電壓取樣信號；將次級電壓取樣信號轉換為第一電流；以及使用該第一電流為第一電容器充放電，其中該第一電容器兩端的電壓即為積分信號。
    在一個實施例中，該同步整流控制方法還包括：將次級電晶體的汲源極電壓與第二臨限值進行比較；以及在汲源極電壓小於該第二臨限值，且積分信號大於第一臨限值時將次級電晶體導通。
    在一個實施例中，該同步整流控制方法還包括在同步整流控制電路剛啟動，次級電晶體第一次被導通時，將第一臨限值從正常值增大至一較高值，然後逐漸將其減小，直至恢復至正常值。
    在一個實施例中，該同步整流控制方法還包括在開關電源的輸出電壓減小時，將第一臨限值增大，在輸出電壓維持不變時，將第一臨限值恢復至正常值。
    在一個實施例中，在每個開關週期中對積分信號的峰值進行取樣保持，產生取樣保持信號；以及在該取樣保持信號增大時，將第一臨限值增大，在該取樣保持信號維持不變時，將第一臨限值恢復至正常值。
    在一個實施例中，該同步整流控制方法還包括當積分信號小於第一臨限值時，將積分信號減小至零，直至次級繞組的端電壓大於第三臨限值。在一個實施例中，該第三臨限值為開關電源的輸出電壓。
    在一個實施例中，該同步整流控制方法還包括當開關電源的輸出電壓小於第四臨限值時，將次級電晶體關斷並鎖定。
    雖然已參照幾個典型實施例描述了本發明，但應當理解，所用的術語是說明和示例性、而非限制性的術語。由於本發明能夠以多種形式具體實施而不脫離發明的精神或實質，所以應當理解，上述實施例不限於任何前述的細節，而應在隨附申請專利範圍所限定的精神和範圍內廣泛地解釋，因此落入申請專利範圍或其等效範圍內的全部變化和改型都應為隨附申請專利範圍所涵蓋。
    T1‧‧‧變壓器
    200‧‧‧初級電路
    201‧‧‧積分電路
    202‧‧‧第一比較電路
    203‧‧‧邏輯電路
    205‧‧‧第二比較電路
    204‧‧‧驅動電路
    M1‧‧‧次級電晶體
    M2‧‧‧初級電晶體
    301‧‧‧積分電咯
    302‧‧‧第一比較電路
    303‧‧‧邏輯電路
    304‧‧‧驅動電路
    305‧‧‧第二比較電路
    306‧‧‧次級電壓取樣電路
    307‧‧‧電壓電流轉換電路
    308‧‧‧第三比較電路
    FF1-FF3‧‧‧RS正反器
    AND2‧‧‧及閘
    1009‧‧‧輸出電壓取樣電路
    1010‧‧‧第一臨限調節電路
    1011‧‧‧第二臨限值調節電路
    1012‧‧‧臨限值軟啟電路
    1014‧‧‧第一比例電路
    1013‧‧‧第一變化檢測電路
    1015‧‧‧取樣保持電路
    1016‧‧‧第二變化檢測電路
    1017‧‧‧第二比例電路
    1018‧‧‧延時電路
    SUM‧‧‧加法器
    R5-R10‧‧‧電阻器
    C2-C4‧‧‧電容器
    OP2-OP3‧‧‧運算放大器
    S2-S4‧‧‧開關
    圖1為現有的智慧同步整流技術的波形圖；圖2為根據本發明一實施例的同步整流開關電源的方塊圖；圖3為根據本發明一實施例的同步整流開關電源的電路圖；圖4為根據本發明一實施例的圖3所示同步整流開關電源的波形圖；圖5為不同積分電容值下圖3所示同步整流開關電源的波形圖；圖6為根據本發明一實施例的同步整流開關電源在剛啟動時的波形圖；圖7為根據本發明另一實施例的同步整流開關電源在剛啟動時的波形圖；圖8為根據本發明一實施例的同步整流開關電源在負載變化時的波形圖；圖9為根據本發明另一實施例的同步整流開關電源在負載變化時的波形圖；圖10為根據本發明一實施例的同步整流開關電源在輸入電壓變化時的波形圖；圖11為根據本發明另一實施例的同步整流開關電源在輸入電壓變化時的波形圖；圖12為根據本發明一實施例的臨限值產生電路的電路圖；圖13為根據本發明一實施例的同步整流開關電源在輸出短路時的波形圖；圖14為根據本發明一實施例的同步整流開關電源在電流斷續狀態下的波形圖；圖15為根據本發明一實施例的同步整流控制方法的流程圖。
    200‧‧‧初級電路
    201‧‧‧積分電路
    202‧‧‧第一比較電路
    203‧‧‧邏輯電路
    204‧‧‧驅動電路
    205‧‧‧第二比較電路
    权利要求:
    Claims (21)
    [1] 一種用於開關電源的同步整流控制電路，該開關電源包括變壓器、電耦接至變壓器初級繞組的初級電路、以及電耦接在變壓器次級繞組和負載之間的次級電晶體，該同步整流控制電路電耦接至次級電晶體的閘極，包括：積分電路，電耦接至變壓器的次級繞組，對次級繞組的端電壓進行積分，並產生積分信號；第一比較電路，電耦接至所述積分電路，將所述積分信號與第一臨限值進行比較；以及邏輯電路，電耦接至所述第一比較電路，根據所述第一比較電路的比較結果將次級電晶體關斷。
    [2] 如申請專利範圍第1項所述的同步整流控制電路，其中該邏輯電路在該積分信號小於該第一臨限值時將該次級電晶體關斷。
    [3] 如申請專利範圍第1項所述的同步整流控制電路，其中該積分電路包括：次級電壓取樣電路，電耦接至該次級繞組兩端，取樣該次級繞組的端電壓，並產生次級電壓取樣信號；電壓電流轉換電路，電耦接至該次級電壓取樣電路，將該次級電壓取樣信號轉換為第一電流；以及第一電容器，電耦接至該電壓電流轉換電路，接收該第一電流；其中該第一電容器兩端的電壓為積分信號。
    [4] 如申請專利範圍第2項所述的同步整流控制電路，還包括：第二比較電路，電耦接至該次級電晶體和該邏輯電路，將該次級電晶體的汲源極電壓與第二臨限值進行比較；其中該邏輯電路在該汲源極電壓小於該第二臨限值，且該積分信號大於該第一臨限值時將該次級電晶體導通。
    [5] 如申請專利範圍第1項所述的同步整流控制電路，其中在同步整流控制電路剛啟動時，該第一臨限值軟啟動。
    [6] 如申請專利範圍第1項所述的同步整流控制電路，其中該第一臨限值隨開關電源的輸出電壓減小而增大。
    [7] 如申請專利範圍第1項所述的同步整流控制電路，其中該第一臨限值隨開關電源的輸入電壓或開關工作比增大而增大。
    [8] 如申請專利範圍第2項所述的同步整流控制電路，其中當該積分信號小於所述第一臨限值時，該積分信號被減小至零，直至該次級繞組的端電壓大於第三臨限值。
    [9] 如申請專利範圍第8項所述的同步整流控制電路，其中該第三臨限值為開關電源的輸出電壓。
    [10] 如申請專利範圍第1項所述的同步整流控制電路，其中當開關電源的輸出電壓小於第四臨限值時，該邏輯電路將該次級電晶體關斷並鎖定。
    [11] 一種同步整流開關電源，包括：初級電路，接收輸入信號，並產生交流信號；變壓器，包括初級繞組和次級繞組，該初級繞組電耦接至所述初級電路以接受該交流信號；次級電晶體，電耦接在所述次級繞組和負載之間；以及如申請專利範圍第1至10項中任一項所述的同步整流控制電路，電耦接至該次級電晶體的閘極。
    [12] 一種用於開關電源的同步整流控制方法，該開關電源包括變壓器、電耦接至變壓器初級繞組的初級電路、以及電耦接在變壓器次級繞組和負載之間的次級電晶體，該同步整流控制電路電耦接至次級電晶體的閘極，該方法包括：對變壓器次級繞組的端電壓進行積分，產生積分信號；將該積分信號與第一臨限值進行比較；以及根據比較結果將次級電晶體關斷。
    [13] 如申請專利範圍第12項所述的同步整流控制方法，其中在該積分信號小於該第一臨限值時將該次級電晶體關斷。
    [14] 如申請專利範圍第12項所述的同步整流控制方法，還包括：取樣該次級繞組的端電壓，並產生次級電壓取樣信號；將該次級電壓取樣信號轉換為第一電流；以及使用該第一電流為第一電容器充放電；其中該第一電容器兩端的電壓為積分信號。
    [15] 如申請專利範圍第13項所述的同步整流控制方法，還包括：將該次級電晶體的汲源極電壓與第二臨限值進行比較；以及在該汲源極電壓小於該第二臨限值，且該積分信號大於該第一臨限值時將該次級電晶體導通。
    [16] 如申請專利範圍第12項所述的同步整流控制方法，還包括在同步整流控制電路剛啟動，該次級電晶體第一次被導通時，將該第一臨限值從正常值增大至一較高值，然後逐漸將其減小，直至恢復至正常值。
    [17] 如申請專利範圍第12項所述的同步整流控制方法，還包括在該輸出電壓減小時，將第一臨限值增大，在該輸出電壓維持不變時，將該第一臨限值恢復至正常值。
    [18] 如申請專利範圍第12項所述的同步整流控制方法，還包括：在每個開關週期中對該積分信號的峰值進行取樣保持，產生取樣保持信號；以及在該取樣保持信號增大時，將該第一臨限值增大，在該取樣保持信號維持不變時，將該第一臨限值恢復至正常值。
    [19] 如申請專利範圍第13項所述的同步整流控制方法，還包括當該積分信號小於該第一臨限值時，將該積分信號減小至零，直至該次級繞組的端電壓大於第三臨限值。
    [20] 如申請專利範圍第19項所述的同步整流控制方法，其中該第三臨限值為開關電源的輸出電壓。
    [21] 如申請專利範圍第12項所述的同步整流控制方法，還包括當該開關電源的輸出電壓小於第四臨限值時，將該次級電晶體關斷並鎖定。
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    法律状态:
    优先权:
    申请号 | 申请日 | 专利标题
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